X
در فرکانسهای بالا (مثلا بالاتر از 100 کیلوهرتز) فیلترهای CR مشکلات زیادی را ایجاد می کنند. در چنین مواردی فیلترهای LC ترجیح داده می شوند. نمونه های ساده ای از فیلتر پایین گذر و بالاگذر LC در شکل 35-1 نشان داده شده اند. معادله های مربوط به طراحی فیلترهای مزبور به صورت زیر می باشند:
=Z₀=√(L/C) امپدانس
=Fc=1/(2*π√LC) فرکانس بحرانی
=L=Z₀/(2*πFc) ظرفیت القایی
=C=1/(2*πFcZ₀) ظرفیت القایی
که Z بر حسب اهم، F بر حسب هرتز، L بر حسب هانری، و C بر حسب فاراد می باشد.
نمونه های سادهای از فیلترهای LC میان گذر (مدار تشدید سری) و میان گذر (مدار تشدید سری) و میان نگذر (مدار تشدید موازی) در شکلهای 36-1 و 37-1 نشان داده شده اند. هیچ کدام از آنها امپدانس ثابتی نداشته، و فقط وقتی خوب کار می کنند، که امپدانس منبع و بار مصرفی پایین باشد. پاسخ فرکانسی این مدارها در شکلهای 38-1 و 39-1 نشان داده شده است.
با فرض این که افت ولتاژ روی این قطعات ناچیز باشد، می توان فرکانس کار آنها را از فرمولهای زیر به دست آورد:
F₀=1/(2*π√LC)
همان طور که در شکلهای 40-1 و 41-1 ملاحظه می کنید، با اضافه کردن اجزای موازی به هر یک از فیلترهای مزبور، می توان عملکرد آن را بهبود بخشید. توجه داشته باشید که در هر دو مورد فیلتری که به صورت موازی در مدار قرار می گیرد، از نوع مخالف فیلتری است که به صورت سری قرار گرفته است. برای بهبود عملکرد مدار باید از کوپلاژ ناخواسته در مورد جلوگیری کرد. مثلا محل قرارگرفتن سیم پیچها باید طوری باشد، که کوپلاژ الکترومغناطیسی صورت نگیرد.
می توان شبکه های CR را به عنوان فیلتر پایین گذر و بالا گذر برای سیگنالهای سینوسی مورد استفاده قرار داد. نمونه های ساده فیلتر پایین گذر و فیلتر بالا گذر در شکلهای 24-1 و 25-1 ملاحظه می شود. مشخصه پاسخ فرکانسی این فیلترها نیز به ترتیب در شکلهای 26-1 و 27-1 ملاحظه می شود. پاسخ فرکانسی فیلتر پایین گذر تا رسیدن به فرکانس بحرانی کاملا مسطح است، اما دامنه سیگنالهایی با فرکانس بالاتر کاهش خواهد یافت. در مورد فیلتر بالا گذر نیز دامنه سیگنالهای ورودی فرکانس پایین، کم می باشد. با افزایش فرکانس دامنه آنها نیز افزایش می یابد. به طوری که منحنی پاسخ فرکانسی نسبت به فرکانسهای بالاتر از فرکانس بحرانی مسطح است.
در هر مورد مزبور فرکانس بحرانی به نقطه ای می گویند که دامنه سیگنال ورودی معادل حاصلضرب 0.707 در دامنه سیگنال ورودی باشد ( که معادل کاهش دامنه به اندازه 3 دسی بل می باشد). فرکانس بحرانی به صورت زیر محاسبه می شود:
Fc=1/(2*πCR)
که Fc بر حسب هرتز، C بر حسب فاراد، و R بر حسب اهم می باشد.
سرعت کاهش دامنه سیگنال ورودی بعد از فرکانس بحرانی معادل 6 دسی بل بر اکتاو می باشد (یا 20 دسی بل بر هر دهه). باید به خاطر داشته باشید که 6 دسی بل بر اکتاو به این معنی است که مثلا در مورد فیلتر پایین گذر با در برابر شدن فرکانس ورودی، دامنه سیگنال خروجی نصف می شود.یعنی اگردامنه سیگنال خروجی در فرکانس یک کیلوهرتز 2 ولت باشد، با فرکانس 2 کیلوهرتز دامنه آن به یک ولت، و با فرکانس 4 کیلوهرتز دامنه آن به 500 میلی ولت خواهد رسید ( و همین طور تا آخر).
برای افزایش شیب پاسخ فرکانسی می توان چندین فیلتر با به صورت متسلسل به یکدیگر متصل کرد ( همان طور که در شکل 28-1 ملاحظه می کنید). در اینجا دو فیلتر غیر فعال CR به دنبال یکدیگر بسته شده اند، و تضعیفی در حد 12 دسی بل بر اکتاو را ایجاد کرده اند (معادل 40 دسی بل بر دهه).با اتصال 3 فیلتر این مقدار به 18 دسی بل بر دهه) خواهد رسید. در عمل فیلترهای فعال به فیلترهای غیر فعال ترجیح داده می شوند.
همان طور که در شکل 29-1 ملاحظه می کنید، اگر فیلتر پایین گذر CR یک طبقه، و فیلتر بالاگذر CR یک طبقه به صورت متسلسل به دنبال یکدیگر قرار گیرند، نوعی فیلتر میان گذر ساده ایجاد می شود. پاسخ فرکانسی این فیلتر در شکل 30-1 ارائه شده است. برای جلوگیری از تضعیف قابل ملاحظه باندگذر، نسبت فرکانس بحرانی بالایی و پایینی باید دست کم 10:1 باشد. در مواردی که قابلیت جداسازی بیشتر، همراه با عدم تضعیف باندگذر مورد نیاز باشد، باید در مسیر سیگنال از فیلترهای فعال استفاده کرد.
شبکه های مبتنی بر مقاومت و خازن (که به شبکه های CR معروفند)، اساس بسیاری از مدارهای زمان بندی و شکل دهی سیگنال را تشکیل می دهند، و در بسیاری از مدارهای عملی الکترونیک یافت می شوند. شکل 17-1 نمونه ساده ای از مدارزمان بندی را نشان می دهد، که در آن خازنی از طریق یک مقاومت و توسط ولتاژ ثابتی شارژ می شود. همان طور که در شکل 18-1 ملاحظه می کنید، با برقراری ولتاژ تغذیه، با گذشت زمان ولتاژ خروجی به صورت نموداری «توانی» بالا خواهد رفت. همچنین جریان عبوری از آن نیز به همان ترتیب کاهش می یابد. سرعت شارژ به ظرفیت خازن و مقدار مقاومت بستگی دارد، که «ثابت زمانی» نامیده می شود. بنابراین ثابت زمانی معادل رابطه زیر خواهد بود:
(بر حسب ثانیه) τ=C*R
که C بر حسب فاراد، و R بر حسب اهم می باشد.
برای پرهیز از محاسبات پیچیده، فقط کافی است بدانید در زمانی معادل «ثابت زمانی» مدار، ولتاژ خازن به 63 درصد ولتاژ تغذیه خواهد رسید. بعد از یک ثابت زمانی دیگر (یعنی زمانی معادل τ*2) ولتاژ خازن به اندازه 63 درصد از اختلاف ولتاژ آن با ولتاژ تغزیه بالا خواهد رفت، و همین طور تا آخر.
اگر جای قطعات عوض شود ( یعنی همان طور که در شکل 20-1 ملاحظه می کنید)، ولتاژ به صورت نموداری «توانی» کاهش خواهد یافت ( که نمودار آن در شکل 21-1 نشان داده شده است). در زمانی معادل ثابت زمانی افت ولتاژ روی مقاومت به اندازه 37 درصد ولتاژ تغذیه کاهش می یابد، و این کاهش ولتاژ به همین صورت ادامه خواهد یافت.
هر یک از این مدارها را می توان همراه با بعضی از مدارهای حساس به ولتاژ به کار برده، و تاخیر زمانی مناسبی را به دست آورد. در مواردی که عملکرد مداوم (یا پایدار) مورد نیاز باشد، باید از هر چرخه زمان بندی خازن را دشارژ کرد.
کاربرد دیگر دیگر شبکه های CR که مستقیما به مشخصه های شارژ و دشارژ آن بستگی دارد، مدارهای شکل دهنده موج می باشند، که نمونه های ساده ای از آنها را می توان در شکلهای 22-1 و 23-1 ملاحظه کرد. این مدارها که به ترتیب از پالس ورودی انتگرال یا مشتق می گیرند، سیگنال مربعی را به سیگنال مثلثی تبدیل می کنند.
برای این که مدار ساده شکل 22-1 بتواند انتگرال گیری خوبی به عمل آورد، باید ثابت زمانی آن نسبت به زمان پالس بسیار طولانی باشد. در مورد مدار مشتق گیر عکس قضیه صادق است. یعنی برای این که مدار ساده مزبور بتواند به خوبی از سیگنال ورودی مشتق گیری کند، باید ثابت زمانی آن نسبت به زمان پالس ورودی بسیار کوتاه باشد.
برای ساخت تضعیف کننده ای ساده، فقط کافی است نوعی مقسم ولتاژ ایجاد کرد. شکلهای 12-1 و 13-1 نمونه های متداول مقسم ولتاژ را نشان می دهند ( نمونه دوم بر اساس مقادیر متداول موجود در بازار طراحی شده است). مقاومت ورودی هر دو مدار ثابت است (که در مورد مدار یک مگااهم، و در مورد مدار دوم 910 کیلو اهم است). برای این که دقت کار مدار حفظ شود، امپدانس ورودی بار مصرفی نیز باید نسبت به آن بسیار بالا باشد. در هر دو مدار باید مقاومتهایی با پایداری بالا و تولرانس یک در صد مورد استفاده قرار گیرد.
متاسفانه مقاومت ورودی و خروجی این تضعیف کننده های مبتنی بر مقسم ولتاژ مساوی نیست.
اگر قرار باشد تضعیف کننده به عنوان بخشی از سیستمی کاملا سازگار به کار رود، این ویژگی بسیار ضروری خواهد بود. شکلهای 14-1، 15-1 و 16-1 به ترتیب تضعیف کننده های مقاومتی با آرایش T، π، H را نشان می دهند. فرمول طراحی همه آنها در جدول 3-1 آمده است.
|
مقاومت |
نوع تضعیف کننده | ||
|
T |
π |
H | |
|
R1 R2 |
Z(X-1)/(X+1) Z(2*X)/(X²-1) |
Z(X²-1)/(2*X) Z(X+1)/(X-1) |
Z(X-1)/2*(X+1) Z(2*X)/(X²-1) |
که حرف نشان دهنده امپدانس شبکه طراحی شده است (برای خطوط انتقال صدا باید 600 اهم باشد). حرف X نیز بیانگر نسبت مورد نظر برای ولتاژ ورودی و خروجی است (یعنی X=Vin/Vout).
میزان تضعیف بر حسب دسی بل می باشد.
امپدانس مورد نظر برای مدارهایی که در فرکانس رادیویی کار می کنند، 600 اهم نبوده، بلکه 50 اهم یا 75 می باشد.در عمل شاید ناچار شوید نزدیک ترین مقادیر ترجیحی را به جای مقاومتهای موجود در تضعیف کننده به کار برید. مثلا مقاومتهای مورد استفاده در شبکه تضعیف کننده نوع π (در شکل 15-1) به اندازه 2± درصد از مقدار واقعی فاصله دارند. شبکه مزبور برای ایجاد امپدانس 75 اهم تشکیل شده است:
|
مقاومت |
میزان تضعیف (بر حسب دسی بل) | |||
|
3 |
6 |
10 |
20 | |
|
R1 R2 |
27 470 |
56 220 |
100 390 |
390 100 |
معمولا منظور از تثبیت کنندگی ترانسفورمر قابلیت حفظ ابتدایی در هنگام اتصال به بار مصرفی می باشد. ساخت ترانسفورمرهای مخصوص ولتاژ اصلی چندان متداول نبوده، و معمولا باید ترانسفورمر مورد نیاز را از بین نمونه های ارائه شده توسط سازندگان مختلف انتخاب کرد. بعضی از سازندگان نمونه های سفارشی را نیز برای مشتریان اختصاصی ارائه می کنند. اما قبل از چنین سفارشی بهتر است کمی بازار را جستجو کنید. راه حل دیگر این است که از کیتهای اختصاصی برای این کار استفاده کنید (معمولا این راه در مواردی انتخاب می شود، که ترانسفورمری با ولتاژهای ثانویه غیر معمول مورد نیاز باشد). در چنین کیتهایی معمولا سیم پیچ اولیه که مخصوص ولتاژ اصلی است، به صورت آماده پیچیده شده، و با استفاده از پوشش عایق ایزوله شده است. لایه های آهن مورد نیاز با مغزی، و پوشش نهایی ترانسفورمر نیز با آن همراه می باشد.
برای دست یابی با بیشترین بازده، باید از به اشباع رفتن ترانسفورمر جلوگیری شود. در صورت استفاده از شکل موج سینوسی و رعایت مقادیر ذکر شده توسط کارخانه سازنده، ترانسفورمر نباید به اشباع برود. در مورد ترانسفورمرهای پالسی، و یا زمانی که جریان مستقیم به آن اعمال می شود، شاید لازم حداکثر میزان تراکم مغناطیسی را بررسی کرده، و عدم بروز حالت اشباع در ترانسفورمر را بررسی کرد.
حداکثر توان ترانسفورمر معمولا به صورت ولت آمپر (VA) بیان می شود. برای تخمین توان مصرفی ترانسفورمرهای مورد استفاده، می توان توان مصرفی هر یک از بارهای ثانویه را با یکدیگر جمع کرده، و نتیجه را در عدد 1.1 ضرب کرد (ضریب مزبور برای محاسبه توان تلف شده در خود ترانسفورمر استفاده قرار گرفته است).
Np/Ns=Is/Ip
که Np و Ns به ترتیب تعداد دورهای اولیه و ثانویه ترانسفورمر می باشند. Ip و Is نیز به ترتیب بیانگر جریان اولیه و ثانویه ترانسفورمر می باشند.
بنابراین نسبت انتقال جریان در ترانسفورمر عکس نسبت انتقال ولتاژ می باشدُ یعنی:
Is/Ip=Vp/Vs
رابطه بین نسبت ولتاژها و نسبت دورهای اولیه و ثانویه به صورت زیر می باشد:
Np/Ns=Vp/Vs
که Np و Ns به ترتیب تعداد دورهای اولیه و ثانویه ترانسفورمر می باشند. Vp و Vs نیز به ترتیب بیانگر ولتاژ اولیه و ثانویه ترانسفورمر می باشند.
جا داره که من هم این نوروز باستانی رو که از نیاکان به ما رسیده و یک گنجینه گرانبهاست را شادباش بگم و از اهورا مزدای این سرزمین سالی پر از موفقیت و شادمانی را آرزومندم.
ترانسفورمرها را می توان به صورت زیر طبقه بندی کرد:
الف) ترانسفورمر مخصوص ولتاژ اصلی: ترانسفورمرهای مزبور معمولا برای کار در فرکانس های 50 هرتز، یا 60 هرتز ساخته شده اند. در موارد نادری که در هواپیمایی کاربرد دارد، ترانسفورمرهایی برای فرکانسهای 400 هرتز را نیز در این گروه قرار می دهند. مغزی آنها از ورقه های آهن ساخته شده است، که با استفاده از چسب سیلیکون بر روی هم قرار گرفته اند. مغزی های مزبور معمولا به شکل E و I می باشند، اما مغزی حلقوی نیز برای این کار مورد استفاده قرار می گیرد.
ب) ترانسفورمر صوتی: که برای کوپلاژ سیگنالهای صوتی با فرکانس 20 هرتز تا 20 کیلوهرتز (و یا در همان حدود) مناسب می باشند. مغزی این ترانسفورمرها نیز از لایه های آهن تشکیل شده که با استفاده از چسب سیلیکون به یکدیگر متصل شده اند (که معمولا از بخشهایی به شکل E و I تشکیل می شوند).
ج) ترانسفورمر فرکانس بالا: این ترانسفورمرها برای کار در فرکانسهای بالا (یعنی 100 کیلوهرتز و بالاتر) طراحی شده اند. این قطعات معمولا بخشی از مدارهای تشدید L-C را تشکیل می دهند. به این ترتیب عمل جداسازی فرکانسها، و نیز تطبیق امپدانس را انجام می دهند. مغزی آنها معمولا قابل تنظیم بوده، و از نوعی فریت رزوه دار تشکیل شده است.
د) ترانسفورمر مخصوص پالس: چنین ترانسفورمرهایی معمولا برای کار با پالسهایی در محدوده فرکانسی بسیار وسیع طراحی شده اند (فرکانس تکرار پالس قابل استفاده برای این ترانسفورمرها معمولا بین 100-1 کیلوهرتز می باشد). در چنین مواردی تقریبا همیشه از مغزی فریت استفاده می شود.
منبع: اصول ومبانی الکترونیک
مترجم: رضا خوش کیش
راکتانس (مقاومت ظاهری) سیم پیچ به صورت نسبت ولتاژ اعمال شده به جریان عبوری تعریف شده، و واحد آن اهم است. راکتانس سیم پیچ نه تنها به ظرفیت آن، بلکه به فرکانس ولتاژ اعمال شده نیز بستگی دارد. برای تعیین راکتانس سیم پیچ می توان از رابطه زیر استفاده کرد:
XL=VL/IL=2*π*f*L
که XL راکتانس سیم پیچ بر حسب اهم، f فرکانس بر حسب هرتز، و L ظرفیت القایی بر حسب هانری می باشد.
مثلا فرض کنید سیم پیچی با ظرفیت 100 میلی هانری بخشی از فیلتری را تشکیل می دهد، که خطوط ولتاژ اصلی با دامنه 240 ولت و فرکانس 50 هرتز قرار گرفته است. در این حالت راکتانس سیم پیچ به صورت زیر خواهد بود:
اهم XL=2*π*50*0.1=31.8
اگردر این حالت r.m.s. جریان عبوری از سیم پیچ 50 میلی آمپر باشد، افت ولتاژ روی آن به صورت زیر خواهد بود:
ولت 1.57= میلی ولت 1570 VL=50/31.4=
